Pour les techniciens ou les matheux.

Amplificateur 20... 40 W, à sortie bipolaire et à 4 transistors

copie résumée de l'article du livre précité (Transistors MOS de PUISSANCE/H. SCHREIBER page 116 et s.)

Et admirons au passage la clarté de style de H. SCHREIBER

En ajoutant, un transistor supplémentaire à l’entrée du montage de la figure 5-20, on arrive à quelque chose qui ressemble d’assez près à ce qui se fait habituellement en technique bipolaire. Sauf, bien entendu, que T2 est ici un MOS de puissance.

Plus besoin d’ajustage de polarisation, car le transistor bipolaire — et ceci est un avantage sur le MOS — ne connaît guère de dispersion sur la tension de seuil de base (toujours entre 0,6 et 0,7 V), alors que dans le cas du MOS, cela peut aller de moins de 2 V à plus de 4 V. Plus d’ajustage d’équilibre thermique non plus, car le transistor MOS — et ceci est un avantage sur le bipolaire — réduit son courant de drain quand il a trop chaud, alors que le bipolaire augmente son courant de collecteur dans ces mêmes conditions, ce qui le chauffe encore plus.

Par ailleurs, l’adjonction de T1 (BC308B) a pour but d’augmenter non pas le gain, mais le taux de contre-réaction, si bien que T2 se trouve maintenant inséré dans une boucle de correction suffisamment autoritaire pour qu’il ait ajustage automatique de sa polarisation de gate.

De plus et surtout, cette forte contre-réaction diminue le taux de distorsion d’une manière spectaculaire. Excusez l’absence de toute courbe pour illustrer la chose, mais avec un équipement courant il n’est guère possible de mesurer un taux de distorsion de moins de 0,1 % d’une manière significative. On peut, toutefois, affirmer que ce taux reste inférieur à 0,15 % à 20 W, et qu’il ne varie guère avec la fréquence. Illustrant la réponse de l’amplificateur aux fréquences élevées, l’oscillogramme de la figure 5-23 montre la tension de sortie obtenue lors de l’attaque avec une rectangulaire de 10 kHz.

Calcul de l’amplificateur à quatre transistors

Comme les calculs précédents restent valables pour T2, T3, T4, il suffit de s’occuper de T1 dont on choisira, en premier lieu, la résistance de charge, R3. Dire qu’elle peut-être infinie, du fait que T2 ne demande aucune puissance d’entrée, ce serait trop simplifier les choses. En effet, 12 possède une capacité d’entrée de 30 pF environ, laquelle constitue un passe-bas avec R3, et il est prudent de choisir la fréquence de coupure de ce passe-bas au moins égale à 100 kHz. Cela mène à R3 > 1/(2 pi X 100 kHz x 30 pF) = 53 kohms.

Pour la tension gate-source de 12, on n’a besoin que d’un ordre de grandeur, soit 3 V, car la contre-réaction l’ajustera automatiquement à la valeur exacte. Il en est de même pour le courant de coIlecteur de T1, qu’on pourra donc calculer en divisant ces 3 V par R3, soit Ic1 environ  64 uA.

Quant à R6, on peut estimer qu’elle doit être faible pour des raisons de stabilité, ou encore assez forte, pour ne pas aboutir à un composant trop volumineux pour C3. On commence donc par choisir C3 = 47 uF, et comme la cellule C3-R4 doit présenter à peu près la même fréquence de coupure que la cellule C5-RL, on calcule R4 = C5 x RL/C3 soit environ 390 ohms. Puisqu’on travaille avec une contre-réaction suffisamment forte pour qu’elle corrige aussi les imprécisions du calcul, on peut déterminer le gain avec contre-réaction par une formule simplifiée, Gc = (R6 + R4)/R4, et qui mène à R6 = R4 (Gc - 1), soit R6 = 4,7 k si on désire obtenir, comme précédemment un gain en tension de 13. L’expérience montre qu’un gain plus important (R4 = 220 ohms, Gc = 22) est possible sans augmentation notable du taux de distorsion. Par ailleurs, la chute de tension continue sur R6, due à Ici = 64 uA (valeur calculée plus haut), n’est que de 0,3 V. Comme on peut admettre jusqu’à 1 V sans compromettre la stabilité, il est possible d’adopter une valeur plus faible pour C3, en refaisant le calcul précédent en conséquence.

La polarisation de base de T1 est obtenue par le diviseur R1, R2, R5. On vérifie facilement, avec les valeurs du montage, que le courant qui le parcourt, est grand devant le courant de base de T1. La somme R1 + R5 peut-être légèrement plus grande que R2, pour compenser la tension base-émetteur de T2 ainsi que la chute sur R6.

Lors d’un fonctionnement à pleine puissance, l’amplificateur demande une intensité de 1,4 A environ à son alimentation. Comme cette dernière travaille en redressement de crête, son transformateur doit pouvoir fournir au moins une intensité racine de 2 fois plus grande, soit 2 A. Le filtrage demande une capacité (C6) relativement forte, si on veut obtenir un minimum d’ondulation résiduelle. La contre-réaction corrige aussi cette ondulation résiduelle, mais cela ne sera efficace que Si on adopte une valeur relativement forte aussi pour C5.

Version 40 W

Le montage de la figure 5-22 travaille avec un taux de contre-réaction assez important pour qu’il soit possible de l’adapter, avec des modifications mineures, à une puissance de sortie de 40 W. Il convient alors d’utiliser un haut-parleur d’une impédance RL = 4 ohms et de porter C5 à 4 700 uF. De plus, on prendra R9 = R10 = 0,33 ohms et on remplacera R7 par un court-circuit. Bien entendu, la plus grande puissance se répercutera aussi sur le transformateur qui devra maintenant fournir 36 V, 4 A, sur le condensateur de filtrage C6 (10 000 uF), et sur les radiateurs de 13, 14 qui devront maintenant être capables d’évacuer une chaleur de dissipation de 20 W chacun.

Comme on ne peut augmenter la dissipation de T2, les transistors de l’étage de sortie devront se contenter d’une puissance d’attaque qui est la même que dans la version de 20 W.

(Note perso, pas d'accord, on peut changer le transistor et son radiateur)

Ainsi, le taux de distorsion à pleine puissance est plus élevée que précédemment, soit 0,3 % à 40 W. Par contre, l’amplificateur conserve son excellente stabilité thermique, laquelle résulte de la combinaison d’un transistor MOS, en attaque, avec des bipolaires de puissance, en sortie.

AMPLIFICATEURS HYBRIDES DE PUISSANCE EN TECHNOLOGIE MOSFET

Les modules amplificateurs hybrides de puissance ILP de haut de gamme, utilisent une technologie de pointe: le MOSFET. Les performances en sont très sensiblement améliorées, notamment au niveau de l’étage de sortie. Les modules sont encapsulés dans des radiateurs bien adaptés et leurs connexions sont simplement réalisées par 5 picots à souder.

Ces modules se caractérisent aussi par un temps de montée plus court, d’où une meilleure réponse impulsionnelle; ils présentent aussi une quasi absence de distorsion croisée. Leur coefficient de température positif les protège contre les fuites thermiques et, de ce fait, supprime la nécessité de circuits de protection complexes, lesquels sont un facteur important de distorsion. Cette caractéristique permet en outre d’utiliser ces amplificateurs avec tous types de charges, ce qui élargit leur champ d’application.

PROTECTION L’excellente autoprotection réalisée grâce à la technologie MOSFET exige cependant une protection externe contre les court-circuits il faut donc monter un fusible rapide, de la valeur prescrite dans le tableau ci-contre, sur chacune des lignes d’alimentation (+) et (—), comme indiqué sur le plan de câblage des modules MOS.

Ces fusibles assurent en outre la protection d’un haut-parleur d’impédance nominale. Nous insistons sur le fait que le fusible monté DOIT avoir la valeur prescrite dans le tableau, sauf spécification expresse du constructeur du haut-parleur. ILP dégage toute responsabilité en cas de destruction du haut-parleur.

Module MOS 128

P: 60W rms sous 8 ohms

bande: 15 Hz - 50kHz

distorsion à 1Khz: 0,005%

distorsion d'intermodulation:< 0,006%

rapport signal bruit: 100 dB

vitesse de balayage: 20 V/us

Temps de montée: 3 uS

entrée: 500 mV rms

impédance d'entrée: 100Ko

Alimentation ±45V(±50V max)

Fusible HP: 2 A rapide

Prix en 1989 pour une alim et 2 modules 2022FF.